第 16 章：高级放大器主题：
在本章中，我们将探索一些涉及多个晶体管的电路技术，这些技术超出了我们在前几章中讨论的基本配置。
16.1 射极跟随器的改进
射极跟随器 的增量电压增益 A V ( V OUT / V IN ) 理想情况下应为 1，但始终略小于 1。增益通常由以下等式给出：
从等式中我们可以看出，为了获得接近于 1 的增益，我们可以增加 R L或减少 r e。我们也知道，[R Ë是我的一个功能é和我ê增加[R Ë降低。同样从电路中，图 16.1(a) 我们可以看到 I E与 R L相关，并且随着 R L增加，对于固定电源电压，I E减少。这两种效应在简单的电阻加载射极跟随器中相互抵消。因此，为了优化跟随者的增益，我们需要探索减少 r e或增加 R L 的方法 不影响对方。
从另一个角度来看跟随器，由于晶体管的V BE导致固有的直流偏移，输入和输出之间的差异在预期的信号摆幅上应该是恒定的。由于图 16.1(a) 中的简单电阻负载 R L，发射极电流 I E随着输出上下摆动而增加和减少。我们知道，V BE是我的指数函数Ë并会改变大约18毫伏（室温）2变化对我的一个因素ê。给定 R L = 2.2KΩ 和 +/- 2V 摆幅和 8V 总电源电压，（V + = +4V 和V- = -4V )，最小 I E = 2V/2.2KΩ 或 0.91 mA，最大 I E = 6V/2.2KΩ 或 2.7 mA。这会导致 1.8 mA的差异并导致V BE的 28 mV变化。这一观察使我们对图 16.1(b) 中所示的射极跟随器进行了第一个可能的改进。
图 16.1 带有电流源负载的发射极跟随器。
可以用第 11 章中的电流镜代替发射极负载电阻为放大器晶体管提供固定的发射极电流，图 16.1(b)。电流镜将在很宽的电压范围内吸收或多或少的恒定电流。忽略V OUT上外部负载中的任何电流，流过晶体管Q 1 的这个或多或少的恒定电流将导致或多或少恒定的V BE。
从另一个方面来说，电流源的非常高的输出电阻已有效地增加ř大号而ř Ë在由电流I低值组遗体ê。我们在第 11.5.3 节关于电流镜输出电阻的章节中看到，使用发射极负反馈电阻可以大大增加 r O超过晶体管的早期电压V A设置的值。
16.2 互补反馈对发射极跟随器
改进射极跟随器的另一种方法是通过负反馈降低有效 r e。可以通过添加第二个晶体管来通过增加开环增益来增加负反馈因子来解决降低 r e 的问题。单个晶体管被一对晶体管取代，该晶体管对第一个晶体管的发射极具有 100% 的电压反馈。这通常称为互补反馈对，如图 16.2 所示。
图 16.2 互补反馈对发射极跟随器
R的值1是良好的线性是至关重要的，因为它设置I Ç晶体管Q 1。Q 1的集电极电流将近似等于Q 2的V BE除以R 1。Q 1 中的这个电流将比R L 中的电流相对更恒定。R L 中的大部分可变电流（随着V OUT变化）将流入 Q 2而不是 Q 1。电阻 R L 当然可以另外用恒流源代替作为进一步的改进，正如我们在 16.1 节中看到的那样。
添加互补晶体管 Q 2 的一个重要结果是它进一步限制了最大正输出摆幅。在图 16.1(a) 的简单射极跟随器中，输出的摆幅不能高于V + - V BEQ1。而图 16.2 中跟随器的输出摆动不能高于V + - V BEQ1 - V BEQ2并且晶体管的集电极基极结保持反向偏置。
16.2.1 FET 源极跟随器
需要注意的是，基于 FET 的源极跟随器的增益方程与替代小信号源电阻 r s 的基于 BJT 的跟随器的增益方程非常相似。
我们还知道，小信号源电阻是直流漏极电流 I D的函数，因此使用这些相同的电路技术来保持 I D随着负载电流的变化更加恒定也将提高基于 FET 的跟随器的性能。
16.2.2 身体效应
所有 MOS 晶体管都有第四个端子，在设计使用这些器件的电路时必须考虑到这一点。限制基于 FET 的源极跟随器增益精度的另一个影响来自第四个端子（通常称为体或背栅）上电压的可能变化，在体或衬底连接到固定负电源的情况下（对于 NMOS 器件或 PMOS 器件的正电源）而不是源。
体效应是指阈值电压V th的变化，这是由源极到背栅电压V SB的变化引起的。因为背栅上的电压会影响阈值电压（当它不连接到源极时），它可以被认为是第二个栅极。身体效应有时被称为“后门效应”。
对于增强型 NMOS 器件，通过应用 Shichman-Hodges 模型使用以下等式计算体效应对阈值电压的影响：
其中：
V TB是存在衬底偏置时的阈值电压，
V SB是源极到体衬底偏置
2f F是表面电位
V TO是零衬底偏置的阈值电压
车身效果参数：
其中：
t ox是氧化物厚度
ε ox是氧化物介电常数
ε si是硅的介电常数
N A是掺杂浓度
q 是电子的电荷
16.3 改进型串联稳压器
回到第 6 章，我们简要地将齐纳二极管视为并联稳压器，如图 16.3(a)。如果我们采用射极跟随器晶体管级代替串联电阻器，我们可以大大提高稳压器的负载调节性能。在简单的齐纳稳压器中添加一个射极跟随器级，如图 16.3(b) 所示，形成一个简单的串联稳压器，并显着改善了电路的调节。这里，负载电流 I RL由晶体管提供，晶体管的基极现在连接到齐纳二极管。因此，晶体管的基极电流 (I B ) 是唯一流入齐纳二极管的可变电流，并且小于通过 R L的电流通过 ß 或射极跟随器的电流增益。该调节器被归类为“串联”，因为调节元件晶体管与负载串联。R 1设置齐纳电流 (I Z ) 并确定为：
其中，V Z是齐纳电压，I B是晶体管的基极电流，K是 1.2 到 2 的比例因子，以确保 R 1足够低以在重输出负载电流下实现最大 I B。
其中：
I L是所需的负载电流，晶体管的发射极电流（假设大约等于集电极电流）
ß (min)是晶体管可接受的最小直流电流增益。
图 16.3.1 改进的齐纳稳压器
该电路比简单的齐纳并联稳压器具有更好的负载调节，因为晶体管的基极电流在齐纳上形成了一个非常轻的负载，从而最大限度地减少了由于负载变化而导致的齐纳电压变化。这里还需要注意的是，如果我们不包括与齐纳二极管串联的额外二极管 D 1，由于晶体管的V BE下降，输出电压现在将比V Z小约 0.65V 。可以认为D 1两端的电压降与 Q 1的V BE大致相同。第二个二极管连接的 NPN 晶体管类似于 Q 1用于代替 D 1将提供更好的近似值。尽管该电路具有良好的调节性能，但它对负载和电源变化仍然有些敏感。这可以通过加入负反馈来进一步改善。这种简单的稳压器通常在更高级的线性稳压器电路中用作“预稳压器”。
通过在齐纳二极管上添加一个可变电阻器作为分压器，将晶体管基极连接从齐纳二极管的顶部移动到电位计抽头，可以使电路变得可调。另一种使输出电压逐步可调的方法是切换具有不同击穿电压的齐纳二极管。
16.3.1 基于晶体管的电容乘法器
在图 16.3.2 所示的相关电源电路中，电容器 C 1的有效电容乘以晶体管的电流增益 (β)。
图 16.3.2 基于晶体管的电容乘法器
R 1和C 1形成一个低通滤波器，有助于平滑V S上的任何纹波，例如来自全波整流器的纹波。R 1提供充电电流以及晶体管（Q 1）的基极电流。R L是电路上的负载。如果没有 Q 1，R L将成为电容器上的负载，而 C 1必须非常大以保持低纹波。在 Q 1就位的情况下，施加在 C 1上的负载只是负载电流减少了 β 倍。相反，C 1似乎“乘以”了负载的系数 β。
请注意，该电路不是稳压器，因为输出电压直接随输入V IN 变化。输出电压比基极电压低V BE（约 0.65V）。基极将小于V S（加载时）基极电流乘以 R 1。R 1（和C 1）的较大值将输出纹波降低到几乎可以忽略的水平。不利的一面是，由于 R 1和 C 1 的时间常数较大，这会导致输出缓慢上升至所需值（尤其是在连接负载时）. 然而，图 16.3.1 和图 16.3.2 的电路可以组合以提供改进的滤波和电压调节。
16.3.2 添加输出电流限制
限流电路是任何电源的基本元件。始终存在负载可能吸收过多电流或电源轨甚至可能意外短路的风险。包含限流器电路将防止对外部电路造成任何进一步损坏，并防止对电源本身造成损坏。
可以仅使用二极管来实现电源限流器，但我们将在这里看到的使用单个晶体管和电流检测电阻器。该电路构成了当今使用的大多数电源限流器设计的基础，通常用于限制运算放大器输出级中的电流。由Q 2和R 2组成的限幅电路并入图16.3.3所示的简单稳压电路中。
限流器的操作非常简单。当电源提供低于最大电平的电流时，电流流过检测电阻器，并在其两端产生小的电位差。选择电阻器的值，以便当最大允许电流从电源流出时，电压等于电流检测晶体管的V BE，Q 2，在它的两端产生。假设使用硅晶体管，这通常为 0.6 伏。
当电流检测电阻两端的电压接近 0.6 伏时，电流检测晶体管开始开启。当它这样做时，主电源传输晶体管的基极电压被下拉，从而防止电源输出电流的任何增加。通过这种方式，可以很容易地使用欧姆定律计算检测电阻的值。它只是V BE / I Lmax。电流检测晶体管Q 2应该具有足够大的电流容量，以能够从主串联传输晶体管的基极带走所有电流。
图 16.3.3 带反馈和晶体管限流的电源稳压器
鉴于稳压器检测点出现在电流检测电阻之后，电阻两端的任何压降都不会影响电路的输出电压，因为这将由稳压器补偿。这假设输入电源电压足够大，电路可以正确调节。这样，电流检测电阻器不会导致电源稳压器电路的电压输出降低。
电源限流器电路显示在一个非常简单的稳压器电路中。然而，它可以放置在由分立元件制成的大多数稳压器电路中，几乎没有变化。对于使用集成电路稳压器的电路，它们几乎肯定包含基于此原理的限流器电路。
16.4 单晶体管高通滤波器
有时需要使用单个晶体管放大器级设计一个简单的有源高通滤波器。图 16.4 所示的晶体管滤波器电路提供了一个具有单位增益的两极滤波器。该滤波器便于放置在较大的电路中，因为它包含的组件很少，并且不占用太多空间。
有源高通晶体管电路非常简单，总共只使用四个电阻器、两个电容器和一个晶体管。晶体管的工作条件以正常方式设置。R 2和R 3用于设置晶体管基极的偏置点。电阻器 R L是发射极电阻器，用于设置晶体管的电流。
滤波器组件包含在从电路输出到输入的负反馈中。构成有源滤波器网络的元件由 C 1、C 2、R 1以及 R 2和 R 3的并联组合组成，假设射极跟随器电路的输入电阻非常高，可以忽略不计。
图 16.4 晶体管有源高通滤波器电路
这是用于可以忽略高通滤波器电路中射极跟随器晶体管本身的影响的值，即：
其中：
β = 晶体管的正向电流增益
f o = 高通滤波器的截止频率
π = 等于 3.14159
用于确定元件值的方程提供了巴特沃斯响应，它提供了通带内的最大平坦度，但代价是尽可能快地实现最终滚降。之所以选择这种形式，是因为这种形式的过滤器适合大多数应用程序，并且数学计算很容易。
16.5 倍频
倍频器是一类特殊的放大器，其偏置为正常截止偏置的 3 到 10 倍。它们用于生成低频的倍数（谐波）频率。这种电路称为倍频器或谐波发生器。
图 16.5.1 说明了称为倍频器或二次谐波发生器的倍频器。如图所示，输入为 10 KHz，输出为 20 KHz，即输入频率的两倍。换句话说，10 KHz 的二次谐波是 20 KHz。三次谐波（三倍频）为 30 KHz，或输入信号的 3 倍。四次谐波（四次谐波）为 40 KHz，或 10 KHz 输入信号的 4 倍。五次谐波（频率五倍频）通常与实际的乘法一样高，因为当谐波高于五次时，输出会减弱为非常微弱的信号。
图 16.5.1，使用单个晶体管的倍频
倍频器由 C 类放大器产生的集电极电流脉冲操作。虽然集电极电流以脉冲形式流动，但由于储能电路的作用，交流集电极电压是正弦的。将输出谐振电路调谐到所需的谐波后，谐振电路充当滤波器，接受所需频率并拒绝所有其他频率。
下面的电路（图 16.5.2）是使用 NPN 差分放大器和 LC 谐振输出负载的更好的倍频器。使用图中所示的组件值，在 33 KHz 时输出电平约为 4V pp，输入为 1v pp、11 KHz。通过调整L 1 ,C 1谐振腔的谐振频率，其他频率和倍增因子是可能的。
图 16.5.2，改进的倍频器。
可以通过将调制（音频）信号耦合到电流源晶体管Q 3 的基极的电容器将幅度调制应用于输出频率。
图 16.5.3 说明了典型电路中的波形。您可以看到集电极电流的脉冲与输入信号的频率相同。这些集电极电流脉冲为储能电路提供能量，并使其以两倍于基本信号频率的频率振荡。在集电极电流脉冲之间，槽路继续振荡。因此，储能电路在其输出的每隔一个周期接收一个电流脉冲
