第 14 章：电压基准

14.1 简介

电压基准和线性稳压器有很多共同点。事实上，后者在功能上可以描述为参考电路，但具有更大的电流（或功率）输出电平。因此，两种电路类型的许多规范具有很大的共性（即使参考的输出电压容差通常在温度漂移、精度等方面更严格）。

电压基准对模拟系统的性能和精度有重大影响。5 V参考电压上的±5 mV容差对应于 ±0.1% 的绝对精度，这只是千分之一或 10 位精度。对于具有 12 位精度的系统，选择具有 ±1 mV容差的参考可能比手动校准较低精度的参考容易得多。在进行绝对 16 位测量的系统中，可能需要高初始精度和校准。请注意，许多系统进行相对或比例测量而不是绝对测量。在这种情况下，参考的绝对精度并不重要，尽管噪声和短期稳定性可能很重要。

由于老化引起的温度漂移或漂移可能是比绝对精度更大的问题。初始误差总是可以调整或校准的，但补偿随温度或时间的漂移很困难。在可能的情况下，参考设计应具有低温漂移和老化特性，以在系统的工作温度范围和预期寿命内保持足够的精度。电压参考中的噪声经常被忽视，但它在系统设计中可能非常重要。噪声是参考电压的瞬时变化。它通常在组件数据表中指定，但系统设计人员经常忽略该规格并错误地认为他们的电压基准不会在他们的系统中产生噪声。

电压基准必须考虑两个动态问题：它们在启动时的行为，以及它们在瞬态负载下的行为。关于第一个，请始终牢记电压基准不会立即上电（电源稳压器、ADC 和 DAC 以及分立设计内部的基准也是如此）。因此，很少有可能在相对几微秒内打开 ADC 和参考，无论是内部还是外部，读取并再次关闭，但这种操作在节能方面可能具有吸引力。

关于第二点，给定的参考 IC 可能适合也可能不适合脉冲或快速瞬态负载条件，具体取决于特定架构。许多参考使用低功率，因此低带宽，输出缓冲放大器。这会导致快速瞬态负载下的不良行为，这可能会降低高速 ADC（尤其是基于电容器的逐次逼近和流水线 ADC）的性能。适当的去耦可以缓解问题（但一些参考电压会随着大电容负载而振荡），或者可以使用额外的外部宽带缓冲放大器来驱动发生瞬变的电路部分。

14.2 简单的二极管参考

就其电路连接的功能而言，标准参考 IC 通常仅提供串联或三端形式（V IN、Common、V OUT），也仅提供正极性。串联类型具有更低和更稳定的静态电流、标准的预调整输出电压以及相对较高的输出电流而没有精度损失的潜在优势。分流器，或二端（即类二极管）参考在工作极性方面更灵活，但它们对负载的限制也更多。事实上，它们可以通过广泛变化的电阻馈电电压输入消耗过多的功率。此外，它们有时会采用非标准电压。当一种功能类型比另一种更受欢迎时，所有这些不同的因素都倾向于支配。相比之下，这些最简单的参考（以及所有其他分流型稳压器）具有一个基本优势，即通过翻转连接和反转驱动电流可以轻松反转极性。然而，所有并联稳压器的一个基本限制是负载电流必须始终小于（通常显着小于）驱动电流。

一些简单的基于二极管的参考如图 14.1 所示。在第一个中，电流驱动的正向偏置二极管（或二极管连接的晶体管）产生电压，V f = V REF。虽然结点压降与原始供应有些分离，但它有许多缺陷作为参考。其中包括-0.3%/°C左右的强温度系数(TC)，对负载有一定的敏感性，以及相当不灵活的输出电压，一般只能以0.65V为增量。

(a) 正向偏置二极管 (b) 齐纳（雪崩）二极管

图 14.1：简单的两端二极管参考电路

二极管连接晶体管的正向偏置发射极基极结的显着负温度系数取决于V BE。为了探索这一点，让我们首先重新审视 V BE方程。

乍一看，方程中出现了绝对温度T，而热电压 (kT/q)量 V T具有正温度系数。如果结饱和电流I S在整个温度范围内保持恒定，这将使 V BE具有正温度系数。I S实际上具有很强的温度系数，如以下 I S等式所示。

注：E g为硅的能隙
M代表迁移率的温度依赖性

如果我们将这个方程用于 I S并将其插入到V BE方程中，然后根据温度进行微分，我们将得到常数 I C的以下关系。

笔记：

和

我们可以在图 14.2 所示的温度模拟图中看到这一点，其中通过二极管连接的 NPN 晶体管的电流设置为 1mA、2mA、5mA 和 10mA。

图 14.2 V BE vs. 1mA、2mA、5mA 和 10mA 时的温度

10 mA线的斜率略小于 1 mA线的负值。事实上，当投影回原点时，所有V BE与温度曲线都会收敛于绝对零。它们收敛到的电压大约是硅的能隙或 1.2 伏特。这个特性本身并不是很有帮助，但当与 BJT 的另一个特性结合时，会导致低温度系数参考，我们将在第 14.3 节关于带隙参考的讨论中讨论。

图 14.1(a) 的简单二极管连接晶体管 的V BE电压也可用于生成调节电流参考，如图 14.3 所示。在该电路中，Q 1周围的简单二极管连接由射极跟随器 Q 2代替。Q 1的V BE施加在R 2 上，由此产生的电流流经Q 2成为I REF，忽略Q 1和Q 2的基极电流。

图 14.3 V BE产生的参考电流。

产生的参考电流 I REF将等于V BE除以 R 2 并且具有很强的负温度系数，如图 14.2 所示。电流的这种负温度系数通常称为 CTAT 或绝对温度互补。我们可以通过将此电流与另一个具有同样强正温度系数的电流相加来补偿这种负温度漂移。回想起我们讨论峰值电流源的第 11 章第 10 节，我们有一个具有如此正温度漂移的电路块。我们将其称为 PTAT 或与绝对温度成正比的电流。在图 14.4 中，我们将图 14.3（Q 1, Q 2 , R 1和 R 2 ) 与第 11 章图 11.18 中的峰值电流源（Q 3 , Q 4 , R 3和 R 4）。

图 14.4 结合 CTAT 和 PTAT 电流以形成恒定的IREF

如果我们在某个标称温度下将 PTAT 和 CTAT 电流设置为大致相等 (70uA)，那么这两个电流的总和 (140uA) 与温度的关系将大致平坦，如图 14.5 中的模拟图所示。

图 14.5 组合 CTAT 和 PTAT 电流源使恒定

在这里还需要指出的是，如果将与温度无关的 I REF电流施加到低温度系数电阻器上，则会产生或多或少与温度无关的电压参考。如果电路中使用的所有电阻器都处于相同的温度并且具有相同的 TCR，则不需要严格要求使用零 TCR 电阻器。

14.2.1 齐纳二极管

在图 14.1(b) 的第二个电路中，使用齐纳二极管或雪崩二极管，结果输出电压明显更高。虽然真正的齐纳击穿发生在 5 V以下，但雪崩击穿发生在更高的电压下并且具有正温度系数。请注意，二极管反向击穿今天几乎普遍称为齐纳，即使它通常是雪崩击穿。D 1击穿电压在 5 到 8 V范围内时，净正 TC 大约等于正向偏置二极管 D 2的负 TC，当在适当的偏置电流下工作时，产生 100 ppm/°C 或更低的小净 TC。这种精心挑选的二极管的组合构成了早期单封装“温度补偿齐纳”参考的基础，例如 1N821-1N829 系列。

温度补偿齐纳引用在初始精度方面受到限制，因为最好TC组合落在奇电压，如1N829的6.2 V。而且，该方案也受负载限制，因为为了获得最佳 TC，必须仔细控制二极管电流。与基本较低的电压 (<2 V ) 基准不同，基于齐纳二极管的基准必须由明显高于 6 V电平的电压源驱动，因此这排除了来自 5 V或更低系统电源的齐纳基准的操作。

由于击穿机制的基本噪声，基于低 TC 齐纳（雪崩）二极管的参考也往往有噪声。单片齐纳管已大大改善了这一点，如第 14.4 节所述。