第 10 章：多级放大器配置
对于大多数系统，单个晶体管放大器不能提供足够的增益或带宽，或者不会具有正确的输入或输出阻抗匹配。解决方案是结合多级放大。我们将三种基本的单晶体管放大器配置用作构建模块来创建更复杂的放大器系统，从而提供更好的优化规格和性能。本章中的部分倾向于使用 BJT 器件来说明电路概念，但这些多级放大器可以由 MOS FET 器件或组合构成，同样容易，用于分析它们的方法也大致相同。
图 10.1 两级级联放大器
有必要考虑将非理想放大器串联时会发生什么。查看图 10.1 中的示例，很明显输入和输出电阻（或阻抗）通过降低整体增益而起作用。如果放大器是理想的（R out = 0 和 R in = 8），并且放大器级#1 和#2 的增益为A 1和A 2，则总增益将为A 1 *A 2。对于上面的例子，让我们现在计算增益，假设没有关于每一级的 R in和 R out，将它们视为两级之间以及最后一级和输出负载之间的分压器。请注意，实际上，阻抗 Zin , Z out，通常会使用，而不是电阻，但简单的电阻将有助于说明这一点。
第一个放大阶段，在阶段 #1 和 #2 之间有损失：
由于 R out2和 R L造成损失的第二放大级：
总增益方程：
正如我们所期望的那样，当我们让 R out变为 0 且 R in变为无穷大时，对于两个理想阶段，整个方程简化为 A V = A 1 * A 2的理想情况。事实上，我们真的只需要 R out变为 0 就可以使电阻分压器变为 1。上述等式假设单个放大器的增益 A 不随输出负载而变化。该效果（如果有）在 R out 中建模。
对于大多数集成电路放大器，其中 R in在 MΩ 到 GΩ 范围内，R out在 50 到 100 Ω 范围内，增益非常接近增益级的简单乘积。为了证实这一说法，假设一个低性能运算放大器的 R out = 100Ω 和 R in = 1MΩ，两级增益 A 1和 A 2串联时的增益是多少？（假设 R L = 1 MΩ）
答案非常接近 A 1 *A 2。事实上，在失去 1% 的预期理想增益（即获得 0.99 A 100）之前，您必须使用这些规格进行 100 个级联。当您到达该点时，其他不利影响会造成更多麻烦，例如，来自每个连续级的噪声被添加到进入该级的噪声中，并在级联放大器上进一步放大。
您不能“永远……”继续级联级是有实际原因的，如果直流耦合，现实世界的偏移就不可能消除。即使交流耦合，来自前级的噪声也会被每个下游放大器级放大，一段时间后只会成为噪声源。我们通常将所有噪声都称为信号链的输入，去掉增益级的影响。
10.1 两个单晶体管级的级联
通过级联具有适当输入和输出特性的两个放大器，可以将输入和输出负载的影响降至最低。多级级联可用于创建具有高输入电阻、低输出电阻和大增益的放大器。
10.1.1 公共发射器/公共收集器级联
共发射极放大器级后接共集电极（发射极跟随器）放大器级的级联可以提供良好的整体电压放大器，如图 10.1.1。Common Emitter 输入电阻相对较高，Common Collector 输出电阻相对较低。电压跟随器第二级 Q 2不会增加电压增益，但提供接近电压源（低电阻）的输出，因此增益几乎与负载电阻无关。公共发射极级的高输入电阻 Q 1使输入电压几乎与输入源电阻无关。多个公共发射极级可以与插入在它们之间的射极跟随器级级联，以减少由于级间负载引起的衰减。
图 10.1.1 公共发射器、公共收集器
正如我们在前一章关于单级放大器中所做的那样，计算级联中每一级的直流偏置条件和所需的电阻值。正如我们刚刚在本章开头部分所讨论的那样，必须考虑级间加载的影响。
10.1.2 直流耦合共发射极级
另一个要探索的多级放大器是简单地级联两个公共发射极级。图 10.1.2 显示了级联的两个 n 型共发射极级。
图 10.1.2 直流耦合公共发射极级
计算级联级增益的复杂性来自于级间由于负载引起的非理想耦合。两个级联的共发射极级如图 10.1.2 所示。因为第二级（电阻器 R 3和 R 4）的输入电阻与第一级的输出电阻（R C1）形成一个分压器，所以总增益不仅仅是单个（分离的）增益的乘积阶段。
总电压增益可以通过两种方式之一计算。第一种方式：计算第一级的增益，包括 R 3、R 4电阻分压器的负载。然后从作为第一级输出的Q 1的集电极计算第二级增益。由于负载（R 3 ,R 4输出分压器）被计入第一级增益，第二级增益输入量为Q 2基极电压，v B2 = v o1。
第二种方式：通过断开第二级的输入找到第一级增益，从而消除输出负载。然后将第一级的戴维南等效输出连接到第二级的输入并计算其增益，包括由第一级输出电阻和第二级输入电阻组成的输入分压器。在这种情况下，第一级增益输出量是戴维南等效电压，而不是连接第二级的放大器的实际集电极电压。第二种方式包括级间加载作为第二级增益中的输入分频器，而第一种方式将其作为第一级增益中的输出分频器。
在直流耦合多级级联共发射极放大器中，每级的输出偏置电平增加以保持集电极比基极更正（恒流操作）。如果这种电压“叠加”严重，级联的最后阶段几乎没有余量。图 10.1.2 中的 R 3、R 4电阻分压器不仅降低了 Q 2基极处的信号幅度，还将 Q 1集电极的直流偏置电平降低到基极处的更易于管理的直流电平。问2。这是以组合放大器中的整体信号增益为代价的。
10.1.3 交流耦合共发射极级
可以创建多级级联，其中每级单独偏置并通过隔直电容器耦合到相邻级。在级之间插入耦合电容器可阻止一级的直流工作偏置电平影响下一级的直流工作点。这解决了我们在 10.1.2 节中看到的许多限制。然而，由此产生的整体放大器无法再响应 DC 或非常低的频率输入。
图 10.1.3 交流耦合公共发射极级
耦合电容器C 1 C 2和C 3旁边的无穷大符号用于表示未指定电容在指定信号频率下足够大，电抗可以忽略不计，可以视为交流短路。在这一点上还需要注意的是，在这些多级放大器以及所讨论的单级放大器的情况下，可以采用在发射极负反馈电阻 R E1和 R E2两端包括电容器以增加更高频率的增益的方法。在第 9 章。
10.1.4 互补对放大器
不仅 NPN 晶体管或 n 型 MOS 器件可以多级组合，互补的 PNP 和 p 型 MOS 器件也可以。拥有两种极性的晶体管可以在如何组合放大器方面提供更大的灵活性，并且还可以使偏置更容易。
例如，互补级联放大器如图 10.1.4 所示。第二个共发射极级使用 PNP 晶体管。增益计算过程与全 NPN 级联相同。互补级联放大器的优点是 p 级集电极 DC 工作点倾向于消除我们在第 10.1.2 节中探讨的全 n 型共发射极放大器级联中遇到的偏置电平“堆叠”问题。
通过使用互补器件，可以将有源电平转换与放大相结合。
图 10.1.4 互补级联放大器
两级“互补对”BJT 放大器电路图如图 10.1.4 所示。互补对级联背后的基本原理是类似 n 型级级联可能出现的问题。为避免饱和，每一级的集电极电压必须大于基极电压，足够大以允许集电极电压信号摆动。然而，由于第二级的基极电压取自第一级的集电极，因此它本质上大于第一级的基极电压，而第二级的集电极电压仍然更高。但这会降低放大信号的可用幅度。增加第三阶段甚至会进一步加剧这种情况。
如果使用 PNP 第二级，则接近正电源的基极电压可容纳所需的更高的第一级 NPN 集电极电压。此外，第三个 NPN 级可以在 PNP 级输出级联，而不会出现类似级级联的严重电压偏移问题。
在假设 PNP 基极电流与 NPN 集电极电流相比较小的情况下，对直流偏置电压和电流的估计大大简化。当然，这不一定是这样，但有两个原因通常有利于这种关系。考虑到常见的 DC 电源和偏置配置，人们可能会直觉地预期这两个晶体管的集电极电流大致相当，然后大约 120 的典型 PNP β 将支持近似值。一种基于开明的利己主义的循环推理表明，实际上相对容易实现的简化近似将被实现，以便实际上简化电路设计过程。在任何情况下，都可以通过验证假设与使用它计算的值的一致性来明确地做出假设并随后证明其合理性。当然，如果需要，可以在迭代过程中的任何地方进行调整。
我们在此推荐的近似值使每个阶段的偏差计算有效地相互独立。如此进行的估计可以通过第二次迭代进行细化，其中使用从第一次迭代估计的该电流值而不是忽略 PNP 基本电流。如果有必要，这种改进很少。使用现代电路仿真软件当然可以加快这个迭代过程。
10.2 设计实例
使用 2N3904 和 2N3906 晶体管（β ～ 120，V BE～ 0.7v）设计互补对放大器级。使用 10 伏的电源电压和 15 KΩ 的源电阻。估计直流偏置电压和电流，并将它们与计算机模拟的结果进行比较。确定标称 1 KHz 信号的小信号增益。
图 10.2.1 互补对放大器级
偏置计算的级划分表明，图 10.2.1 中所示的电路作为两个公共发射极级的级联执行，每个级都有发射极退化。考虑出现在小信号参数电路的发射极路径中的电阻器 R E1和 R E2。由于晶体管电流放大，这个转化为晶体管基极的电阻要大 ß+1 倍，这通常比串联的r e大得多。因此，粗略地说，交流电压 v b在 NPN 器件的基极处（例如）几乎完全跨发射极电阻出现。小信号发射极电流基本上等于小信号集电极电流，第一级的电压增益近似为-R C1 /R E1。（注意 180° 相移）类似地，PNP 级电压增益的估计值为 -R C2 /R E2。对于两级级联，增益估计是这两个增益的乘积。但请注意，还有一个输入传输损耗 R B /(R B + 15kΩ)。其中 R B可以通过偏置电阻 R 1和 R 2的并联组合来近似
第一步是使用简化的大信号 BJT 模型估算设计的直流偏置电流和电压。
接下来我们使用简化的小信号参数晶体管模型来估计交流电压增益。将此估计与上述近似计算以及计算的增益进行比较。
在这方面，进一步考虑每个级增益很大程度上取决于集电极电阻与（未旁路的）发射极电阻之比的含义。
10.3 级联
共源共栅是一个两级放大器，由单个跨导放大器（通常是公共源极/发射极级）和一个电流跟随器（通常是公共栅极/基极级）组成。与单个放大器级相比，这种组合可能具有以下一个或多个优点：更高的输入-输出隔离、更高的输入阻抗、更高的输出阻抗、更高的增益或更高的带宽。在现代电路中，共源共栅通常由两个晶体管（BJT 或 FET）构成，其中一个用作公共发射极/源极，另一个用作公共基极/栅极。共源共栅改善了输入-输出隔离（或反向传输），因为从输出到输入的直接耦合较少。
图 10.3.1 显示了共射极/源极放大器作为输入级 Q 1或M 1的共源共栅放大器的基本形式，由信号源V in驱动。然后，该输入级驱动一个公共基极/栅极放大器 Q 2或M 2作为输出级，输出信号为V out。
图 10.3.1 级联放大器
共源共栅配置的优势源于将上部晶体管放置为输入晶体管输出端子（集电极/漏极）的负载。这个上晶体管被称为共源共栅器件。因为在高频下，共源共栅晶体管的基极/栅极通过直流电压源V Bias有效接地，共源共栅器件的发射极/源极电压（因此下输入晶体管的集电极/漏极）在操作期间保持在更恒定的电压。换句话说，共源共栅器件对下晶体管表现出低输入电阻，使得在下器件集电极/漏极处看到的电压增益非常小，这大大降低了从下晶体管集电极到基极或漏极的米勒反馈电容到门。这种电压增益损失由共源共栅晶体管恢复。因此，共源共栅晶体管允许较低的共发射极/源极级以最小的负（米勒）反馈运行，从而提高了整个放大器的带宽。
共源共栅器件的基极或栅极采用交流电接地，因此集电极与基极或漏极与栅极之间的杂散电容 C cb或 C dg 的充放电只是通过 R L输出负载，频率响应仅受影响高于相关 RC 时间常数的频率：在 FET 器件 t = C dg R D ||R out 的情况下，即 f = 1/(2pt)，由于 C dg很小，因此频率相当高。也就是说，上部FET 栅极不会受到C dg 的米勒乘法的影响。
如果共源共栅器件级使用其发射极或源极作为输入节点（即公共基极/栅极配置）单独运行，它将具有良好的电压增益和宽带宽。然而，其低输入阻抗将限制其对极低阻抗电压驱动器的有用性。添加较低的公共发射极/源级会导致输入阻抗增加，从而允许共源共栅级由更高阻抗的源驱动。
如果用典型的电阻负载替换上层器件，并从输入晶体管的集电极或漏极获取输出，共发射极/源极配置将提供与共源共栅配置相同的输入阻抗，但共源共栅配置将提供潜在的更大的增益和更大的带宽。
如图所示，使用两个堆叠 FET 的共源共栅电路对两个 FET 施加了一些限制——即，上部 FET 必须偏置以使其源极电压足够高（下部 FET 漏极电压可能摆动过低，导致其离开饱和） . 确保 FET 的这种情况需要仔细选择该对，或者对上 FET 栅极进行特殊偏置，从而增加成本。
共源共栅电路可以使用相同类型的晶体管构建，甚至可以与一个 FET 和一个 BJT 混合使用。在后一种情况下，BJT 必须是上晶体管；否则，（较低的）BJT 将始终饱和（除非采取特殊步骤使其偏置）。
10.3.2 级联偏置技术
图 10.3.2 共源共栅偏置技术
让我们假设我需要构建一个使用 100 伏电源供电的放大器，但是我可用的晶体管的集电极到发射极击穿电压 (BV CEO ) 仅为 25 伏。级联或串联级联也可以与电压梯组合以形成高压晶体管。输入晶体管可以是任何低 BV CEO类型，而其他晶体管作为堆叠线性串联稳压器，必须能够承受相当大一部分的电源电压。放大器如图 10.3.3 所示。
请注意，对于较大的输出电压摆幅，它们的基极电压不应通过电容器旁路到地，并且最上面的梯形电阻器应能够承受完整的电源电压。
10.3.4 折叠级联
如图 10.3.5 所示，“折叠”共源共栅器件通常是有利的，而不是将晶体管堆叠在另一个顶部，这会减少或限制可用的信号摆幅。
图 10.3.5 简单折叠级联放大器
10.3.5 折叠级联偏置技术
图 10.3.6
10.3.6 分流反馈级联
此外，共源共栅放大器的变体将其与并联反馈相结合。基本的分流反馈电路如图 10.3.7 (a) 和 BJT T 模型 (b) 所示。
图 10.3.7 并联反馈共发射极放大器
它是一个跨阻（电流输入，电压输出）放大器，其跨阻为：
如果 R L接近成为电流源（相对于 R F较大）。对于 R F » r e和 α ≈ 1，跨阻近似为 R F。并联反馈放大器可用于高速应用。当与共源共栅组合时，产生的放大器——分流反馈共源共栅——如图 10.3.8 (a) 所示，小信号模型在 (b) 中。
图 10.3.8 分流反馈级联
R 1与R 2串联基本上是R F。由于流经 R 2 的电流在返回输入节点之前损失了两个基极电流，因此Q1和Q2 都出现在第二个增益项中。与简单的分流反馈级不同，任一 BJT 的C bc都不分流 R F，并在晶体管之间分配。Q 2基极的电压随着 R 1、R 2分压器和 Q 2的中点而变化不是一个纯粹常见的基本配置。可以选择两个反馈电阻值来调整跨晶体管基极集电极结的米勒效应的程度。
如果速度不是最重要的设计参数，而电压才是最重要的设计参数，那么该放大器的优势在于可以将集电极电压分压到两个串联 BJT 之间。如果 R 1 = R 2，则每个 BJT 所需的击穿电压仅为单个 BJT 放大器的大约一半。同样，共源共栅为高压应用提供了优势。
另一种并联反馈共源共栅变体使用单个反馈电阻器，如图 10.3.8 (a) 所示，以及电路 (b) 动态模型的流程图（用于反馈分析）。（Z ˚F为R ˚F在使用C平行˚F和Z大号为R大号在使用C平行大号。）C ˚F被添加到用于调节动态放大器响应提供的附加参数。晶体管增益带宽时间常数，? T与 f T 的关系为：
对于 Rf Cf » τ T1 , τ T2，当 t T2变化时，放大器响应的极点遵循圆形 s 平面轨迹。由于 Q 2是一个较慢的晶体管，闭环极点会聚，然后从实轴分离并沿着圆形路径到达原点。τ T1、Cf 或 C L 的变化遵循垂直轨迹。当它们中的任何一个值增加时，极点垂直向实轴移动，然后沿轴分裂，朝向原点和负无穷大。
该放大器的动态输入阻抗很有趣。对于无穷大的 Rf 和 ß Q1，输入电阻看起来应该是无穷大的，但事实并非如此。静态输入电阻是无穷大，但动态电阻不是。这种不寻常的现象将是未来文章的主题。（提示：对输入施加 1- V阶跃并跟踪效应。由于集电极节点响应输入阶跃（但不是作为阶跃，因为电容），那么通过 Cf 的电流是多少？如果是恒定，那么由于恒定输入电压而产生的恒定电流在输入节点处出现的阻抗是多少？）
10.3.7 级联审查
共源共栅放大器及其变体是电路设计人员有用电路工具包中的关键元素。它在增加带宽和高压放大器应用方面具有优势。
- 共源共栅放大器由一个公共发射极级组成，该发射极级由一个公共基极级的发射极加载。
- 重载共发射极级具有低增益 1，克服了米勒效应
- 共源共栅放大器具有高增益、中等高输入阻抗、高输出阻抗和高带宽。
关于多级放大器中电平转换的附加说明
在集成电路上的多级放大器中，几乎总是不使用级之间的耦合电容器，因为它们不能做得足够大以进行合理的低频操作。因此，级是直流耦合的。这意味着像V BE级之间的电压偏移会开始累积……被称为电平转换器的级可用于在必要时进行补偿。发射极或源极跟随器提供V BE或V GS的直流电平偏移并且可以在有信号损失的阶段之间插入，因为它们的增益非常接近 +1。通过使用 PNP 和 NPN 或 PMOS 和 NMOS 晶体管，每个移位器的电平移位方向可以在电压上升高或降低。另一个典型的电平转换器可能只是一个退化的共发射极放大器（如果 R E = R C ，它可以提供增益或简单地充当反相缓冲器）。R C的选择“编程”了电平转换器的静态集电极电压，因此可用于“居中”运算放大器的输出电压，以便它可以从其静态点开始正负摆动。
