第 4 章：运算放大器应用 - 高级主题

在本章中，我们探讨了一些示例运算放大器配置，这些示例运算放大器配置用于说明运算放大器的某些高级应用。在读者学习了后面章节中关于双极结和场效应晶体管的材料后，运算放大器的许多这些更高级的用途可能会更有意义。读者可以暂时跳过这些材料，在了解了晶体管的工作原理之后再回过头来。

4.1 精密电压电流转换器

运算放大器的 极高正向增益 (A VOL ) 和差分输入特性可用于创建近乎理想的电压控制电流源或V到 I 转换器。请注意，在图 4.1 中，要转换的输入电压施加到运算放大器的同相输入端子。反相输入端反馈连接电阻R 1 的一端和晶体管M 1的源极。运算放大器的输出驱动晶体管的栅极。放大器的高开环增益将迫使M 1的栅极达到所需电压，从而使V IN出现在 R 1两端。R中的电流因此，1将是V IN /R 1并且将仅在M 1的源极中流动并且因此也作为I OUT出现在M 1的漏极中。

图 4.1 精密电压电流转换器

这种配置也经常被称为有源级联。要理解共源共栅或公共门（基极）放大器的概念，读者可以学习第 9 章中关于共源共栅 (9.3) 的部分。

4.1.1 有源电压电流转换器

图 4.1.1 显示了一个经典的电压到电流 ( V - to -I) 转换器。可以选择电阻值，使得负载中的输出电流仅随输入电压V IN 变化，并且与负载无关。该电路广泛用于工业仪器，例如提供 4 至 20 mA信号。通常也称为 Howland 电流泵，与图 4.1 所示的基于 MOSFET 的电路相比，这种配置有两个优点。第一个是高输出阻抗，第二个是提供双极（拉出和灌入）输出电流的能力。

该电路有其局限性，部分原因是电阻比必须非常准确才能获得接近理想的电流源。已发表的描述电路的文献提供了针对特殊情况或近似设计的设计方法。在本章中，我们将探讨可用于确定产生接近理想电流源的组件值的简单设计公式。这些公式还提供了计算输出电流 I LOAD的通用方法，适用于任何电阻值选择，而不仅仅是恒流选择。通常为了提高稳定性，将电路做成对称的。因此 R 1 = R 3、R 2 = R 4和 R S= R S'。

图 4.1.1 同相电压电流转换器

对于真实电流输出 I LOAD，作为输入电压V IN的函数，您必须满足以下等式：

负载电流为：

(1)

输出阻抗为：

(2)

在方程 1 中，可以任意选择任何四项，然后通过求解所得方程确定第五项。当 R 1 = 150 kΩ、R 2 = 15 kΩ、RS = 50 Ω 且V IN可在 0 至 5 V 之间变化时，I LOAD将在 0 mA至 10 mA 之间变化，并且电路具有非常高的输出阻抗.

如果 R S从 50 Ω 变为 200 Ω，反馈会改变四倍，您会期望输出电流会改变四倍，从 0 到 2.5 mA。您可以通过代入输出电流的通用公式来检查结果。

查看等式 2，如果 R 1 =R 3、R 2 =R 4且 R S =R S'，则输出阻抗 Z OUT将是无穷大，因为比率中的底项将恰好为零。如果电阻与输出阻抗不匹配，则可能为正或负。例如，如果 R 3略大于 R 1，则底项将为负。

4.2 精密电流电压转换器

一个简单的电阻器可用于将电流转换为电压，但该电压不能直接用于驱动系统的其他部分，而不会潜在地干扰或改变电压。通常需要缓冲放大器，或者电压可能需要移位或“参考”到电路中的不同节点（电源电压或地）。图 4.2 中的运算放大器电路可以执行此功能。

图 4.2 精密电流电压转换器

两种配置如图 4.2 所示。版本(a)从输入电流I IN产生输出电压V OUT。由于放大器的 - 输入端子处的虚拟接地，输出电压相对于接地产生，并且对于流入虚拟接地的电流（如图所示从 + V）为负（V OUT = -I IN R 1）流出虚拟地的电流为正（流向 - V）。版本 (b) 也从输入电流 I IN产生输出电压V OUT但现在它是相对于某个负节点电位产生的 - V. 与接受源电流和吸收电流的版本 (a) 不同，版本 (b) 将仅对流入 - 输入端子处的虚拟接地的电流进行操作。与双极晶体管相比，使用 MOSFET M 1有一个优势。在 MOSFET 中，漏极中的所有电流也在源极中流动（栅极中没有电流），而在 BJT 的情况下，发射极电流由于基极电流而增加。R 1 中的电流因此将略大于I IN并且电压V OUT将不完全等于I IN *R 1。

4.3 精密电流镜

第 11 章详细介绍了基于简单晶体管的电流镜。这里我们介绍二极管连接晶体管反馈环路中的运算放大器。放大器的非常大的增益大大减少了在简单的两个晶体管电流镜中发现的许多误差源。

图 4.3 精密电流镜

如果要使I OUT与 I IN良好匹配，则 两个 MOSFET M 1和M 2必须良好匹配（并处于相同温度）以及两个电阻器 R 1和 R 2。如果在这种情况下使用两个双极 (NPN) 晶体管，运算放大器将为两个晶体管提供所有基极电流，并提供两个器件的 a 和V BE（实际上是I S）匹配良好（和 R 1和 R 2当然）镜子的增益将几乎恰好为 1，尽管 ß 是有限的。同样重要的是要注意来自漏极的反馈电流M 1接运放的+输入端。这是因为M 1的共源配置的倒相。

4.4 模拟电感

在晶体管和集成电路出现之前，大电感线圈被用于电子滤波器。电感器可以用一个由电容器、运算放大器或晶体管和电阻器组成的小得多的组件代替。这在集成电路技术中尤其有用，在这种技术中，用大回路导线构建电感器是不切实际的。

图 4.4 中的电路颠倒了电容器的操作，从而制作了一个模拟电感器。电感器抵抗其电流的任何变化，因此当将直流电压施加到电感器时，电流缓慢上升，并且电压随着外部电阻变得更大而下降。

图 4.4。模拟电感电路

电感器比高频更容易通过低频，与电容器相反。理想电感器的电阻为零。它不受限制地通过直流，但在无限频率下具有无限阻抗。

对于图 4.4 中的电路，如果直流电压阶跃通过电阻器 R L突然施加到反相输入端，运算放大器将忽略突然阶跃，因为该变化也通过 C 1直接耦合到同相输入端。运算放大器代表高阻抗，就像电感一样。为C 1项至R费用1，R两端的电压1下降，因此运算放大器汲取电流从至R输入大号。随着电容器充电，这种情况会持续下去，最终运算放大器的输入和输出接近虚拟地，因为 R 1的下端接地。

当 C 1充满电时，电阻器 R L限制电流流动，这在模拟电感器中表现为串联电阻。该串联电阻限制了电感的 Q。实际电感器的电阻通常比模拟电感小得多。

像这样的模拟电感器有一些限制：\

• 电感的一端接虚地。\

• 由于串联电阻 R L，模拟电感器不能具有高 Q 值。\

• 它没有与真正电感器相同的能量存储。实际电感器中磁场的崩溃会导致相反极性的大电压尖峰。模拟电感受限于运算放大器的电压摆幅，因此反激脉冲受限于电压摆幅。

4.5 全通滤波器

全通滤波器以相同的增益通过所有频率。它用于改变信号的相位，也可用作相位校正电路。图 4.5 所示电路在 F(90°) 处有 90° 相移。在 DC 时，相移为 180°，在高频时为 0°。R 1 = R 2 = R 3 = R F(90°) = 1/(2?R 1 *C 1 )

图 4.5。全通滤波器电路

图 4.6 全通电路的增益/相位仿真图

4.6 负阻抗转换器

负阻抗转换器 (NIC) 是一种运算放大器电路，用作负负载。这是通过在信号源的电压和电流之间引入 180°（反转）的相移来实现的。该电路有两个版本 - 电压反转 (VNIC) 和电流反转 (INIC)。INIC 的基本电路及其分析如图4.7 所示。

图 4.7 负阻抗转换器。

INIC 是一个同相放大器（图 4.7 中的运算放大器和分压器 R 1、R 2），在其输出和输入之间连接了一个电阻器 (R 3 )。运算放大器输出电压为

从运算放大器输出通过电阻 R 3流向源 Vin的电流为 -Is，并且

因此，输入V in经历一个相反的电流 - I in与V in成正比，电路就像一个具有负电阻的电阻器

通常，元件R 1、R 2和R 3不必是纯电阻（即，它们可以是电容器、电感器或阻抗网络）。

4.7 电容乘数

图 4.8(a) 中的电路使用一个运算放大器和一个小电容器 C 1来模拟一个更大的电容器。模拟图4.8(b)的简单RC电路；电阻器 R 2与被模拟电路中的电阻器 (R 3 ) 的尺寸相同，但电容器 C 1比 C 2小 N 倍。

图 4.8 运放电容乘法器

电流从输入源通过 R 1流向电容器 (C 1 )。例如，如果 R 1比 R 2大 100 倍，则有 1/100 的电流通过它进入电容器。对于给定的输入电压，C 1中的电压变化率与图 4.8(b)中的等效 C 2相同，但 C 2似乎具有 100 倍的电容以弥补 1/100 的电流.

两个电容器两端的电压相同，但电流不同。运算放大器使负输入保持在与 C 1两端的电压相同的电压。这意味着 R 2两端的电压与 R 3相同，因此电流相同。由于来自V IN的总电流是 R 1和 R 2中的电流之和，并且 R 2比 R 1小 N 倍，因此表观充电电流比 C 1 中的电流大 N+1 倍。

4.8 使用运算放大器作为比较器

根据它们的符号和引脚排列，运算放大器和比较器乍一看似乎可以互换，人们可能会倾向于在其设计中使用或替代现成的运算放大器作为电压比较器。然而，有一些重要的区别。比较器的设计目的是在没有负反馈或开环的情况下工作，它们旨在从其输出驱动数字逻辑电路，并且它们旨在以最小的不稳定性高速工作。运算放大器通常不用作比较器，如果过驱动，它们可能会饱和，这可能导致其恢复相对较慢。许多输入级在用大差分电压驱动时会以意想不到的方式运行，事实上，在许多情况下，运算放大器的差分输入电压范围是有限的。运算放大器输出很少与逻辑兼容。

然而，许多设计人员仍然尝试使用运算放大器作为比较器。虽然这可能在低速和低分辨率下工作，但很多时候结果并不令人满意。并非所有将运算放大器用作比较器的问题都可以通过参考运算放大器数据表来解决，因为运算放大器并非旨在用作比较器。

最常见的问题是速度（正如我们已经提到的）、输入结构的影响（保护二极管、FET 放大器中的反相等）、不用于驱动逻辑的输出结构、迟滞和稳定性以及常见的-模式效果。

4.8.1 速度考虑

大多数比较器都非常快，但许多运算放大器也是如此。使用运算放大器作为比较器时，为什么要期望低速？

比较器设计用于大差分输入电压，而运算放大器通常在其差分输入电压通过负反馈最小化的情况下工作。当运算放大器被过驱动时，有时低至几毫伏，一些内部级可能会饱和。如果发生这种情况，设备将需要相对较长的时间才能脱离饱和状态，因此比始终保持不饱和状态要慢得多（见图 4.9）。

过驱动运算放大器脱离饱和的时间可能比放大器的正常群延迟要长得多，并且通常取决于过驱动量。由于很少有运算放大器具有针对各种过驱动量指定的饱和恢复时间，因此通常有必要通过实验室中的实验测量来确定放大器在特定设计中预期的过驱动条件下的行为。

应怀疑此类实验测量的结果，并且通过为最坏情况设计计算选择的运算放大器比较器的传播延迟值应至少是任何实验中看到的最差值的两倍。

图 4.9：用作比较器时饱和度对放大器速度的影响

4.8.2 输出注意事项

比较器的输出设计用于驱动一个或多个特定逻辑系列，而运算放大器的输出设计为靠近其电源轨（如果不是电源轨）摆动。通常由运算放大器比较器驱动的逻辑不会共享运算放大器的电源，并且运算放大器轨到轨摆动可能会超出逻辑电源轨 - 这可能会损坏逻辑电路，由此产生的短路可能会损坏运算放大器也是如此。

我们必须考虑三种类型的逻辑：ECL、TTL 和 CMOS。

ECL 是一个非常快速的电流转向逻辑系列。由于上述原因，运算放大器不太可能在涉及 ECL 最高速度的应用中用作比较器，因此我们通常只关心从运算放大器的信号摆幅和一些额外的损耗来驱动 ECL 逻辑电平由于杂散容量导致的速度将不重要。为此，我们只需要三个电阻器，如图 4.10 所示。

[R 1，R 2和R 3被选择为使得当运算放大器的输出为正时在栅极电平是-0.8 V，而当它是低的是-1.6 V。ECL 偶尔用于正电源，而不是负电源（通常称为 PECL，其中 -5.2V 电源轨连接到地，地连接到正电源电压），可以使用相同的基本接口电路，但值必须重新计算。对R 1、R 2和R 3使用低电阻值将最大限度地减少杂散电容的影响，但同时会增加功耗。

图 4.10：运算放大器比较器驱动 ECL 逻辑

尽管 CMOS 和 TTL 输入结构、逻辑电平和电流有很大不同（尽管某些版本的 CMOS 被指定用于 TTL 输入电平），但相同的接口电路将与这两种类型的逻辑完美配合，因为它们都适用于逻辑 0 接近 0V，逻辑 1 接近 +5V 或任何用于该逻辑系列的正电源轨。

图 4.11：运算放大器比较器驱动 TTL 或 CMOS 逻辑

最简单的接口使用单个 N 沟道 MOS 晶体管M 1和一个上拉电阻器 R L，如图 4.15 所示。重要的是要注意，该接口电路会反转运算放大器的输出，从而反转 + 和 - 输入的意义。可以使用 NPN 晶体管 Q 1、R L和附加电阻器 R 1和二极管 D 1 构成类似的电路. 通常不需要在运算放大器输出与 MOS FET 栅极和接地二极管之间的电阻器（图 4.11 左侧），因为栅极可以承受相对于源极较大的电压。在 NPN BJT（图 4.11 右侧）的情况下，电阻器用于限制基极电流，二极管将基极上的最大反向偏置限制为低于接地一个二极管压降 (-0.7V)。这些电路简单、便宜且可靠，几个运算放大器的输出可以通过单独的晶体管连接，晶体管的集电极并联，单个 R L提供“有线或”功能。0-1 转换的速度取决于 R L的值和输出节点的杂散容量。R L的值越低响应速度越快，但功耗越高。

通过使用两个 MOS 器件，一个 P 沟道和一个 N 沟道，可以仅使用两个组件来制作 CMOS/TTL 接口，在任一状态下都没有静态功耗（图 4.16）。此外，它可以通过组件的简单定位来实现反转或非反转。然而，当两个器件同时开启时，它在开关过程中确实会产生大电流浪涌，除非使用具有高沟道电阻的 MOS 器件，否则可能需要限流电阻来减少这种影响。在此应用和图 4.11 中的应用中，使用栅源击穿电压V BGS大于比较器任一方向输出电压的MOS 器件也很重要。的值V BGS >±25 V 在 MOS 器件中很常见，通常就足够了，但许多 MOS 器件包含降低值的栅极保护二极管——不应使用这些二极管。

图 4.12：带 CMOS 驱动器的运算放大器比较器

4.8.3 输入注意事项

运算放大器用作比较器时，必须考虑多种影响。工程师对所有运算放大器和比较器做出的第一级假设是它们具有无穷大的输入阻抗，可以视为开路（电流反馈（跨阻）运算放大器除外，它们的同相输入端具有高阻抗但在它们的反相输入上有几十欧姆的低阻抗）

但是许多运算放大器（尤其是偏置补偿的运算放大器，例如 OP-07 及其许多后代）都包含保护电路，以防止大的差分输入电压损坏输入级晶体管。如图 4.13 所示，限流电阻和钳位二极管等保护电路通常集成在输入引脚和敏感输入晶体管之间。对于大于 +/- 700 mV 的差分输入电压，该保护电路将大大降低输入阻抗。

其他运算放大器设计包含更复杂的输入电路，只有当施加到它的差分电压小于几十毫伏时才具有高阻抗，或者实际上可能会被超过几伏的差分电压损坏。因此，当使用运算放大器作为比较器时，有必要研究制造商的数据表，以确定当施加大差分电压时输入电路的行为。在使用集成电路时，始终有必要研究数据表，以确保其非理想行为，以及曾经制造的每个集成电路都有一些非理想行为，与提议的设计兼容 - 这比平常更重要在本案中。

当然，一些比较器应用从不涉及大差分电压——或者如果它们涉及大差分电压时比较器的输入阻抗相对不重要。在这种情况下，将输入电路表现非线性的运算放大器用作比较器可能是合适的，但必须考虑所涉及的问题，而不仅仅是忽略。

图 4.13：带保护的运算放大器输入结构

如本文其他地方所述，几乎所有 BIFET 运算放大器在其输入接近其电源之一（通常为负电源）时都会表现出异常行为。它们的反相和非反相输入可能会互换。如果在将运算放大器用作比较器时发生这种情况，则相关系统的相位将被反转，这很不方便。同样，解决方案是仔细阅读数据表以确定可接受的共模范围。

此外，没有负反馈意味着，与运算放大器电路不同，输入阻抗不会乘以环路增益。因此，输入电流会随着比较器的切换而变化。因此，驱动阻抗以及寄生反馈路径可以在影响电路稳定性方面发挥关键作用。虽然负反馈倾向于将放大器保持在其线性区域内，但正反馈会迫使它们进入饱和状态。

部分总结

运算放大器不是为用作比较器而设计的，因此本节有意略为令人沮丧。然而，在某些情况下，将运算放大器用作比较器是一项有用的工程决策——重要的是要做出深思熟虑的决定，并确保所选的运算放大器按预期运行。为此，有必要仔细阅读制造商的数据表，考虑非理想运算放大器性能的影响，并计算运算放大器参数对整个电路的影响。由于运算放大器以非标准方式使用，因此也可能需要进行一些实验，因为用于实验的放大器不一定是典型的，并且应始终对实验结果进行一些悲观的解释。

4.9 运算放大器施密特触发器

虽然使用普通运算放大器或特殊比较器的简单电压比较器电路通常就足够了，但输入波形可能很慢或叠加了噪声。这可能导致当输入转换通过比较器阈值电压时，输出可能会来回切换数次。放大器的非常大的开环增益将只允许输入上的小噪声水平导致输出发生变化。在某些情况下，这可能不会引起问题，但如果运算放大器比较器的输出被馈入快速逻辑电路，则通常会导致问题。例如，如果希望计算输入越过阈值的次数，那么每个输入转换的这些多个输出变化将给出错误读数。

通过向运算放大器或比较器电路添加一些正反馈，可以很容易地解决这个问题。这是通过在图 4.14 中的电路中添加 R 3来实现的。该电路称为施密特触发器。电阻分压器 R 1和 R 2设置运算放大器同相输入端的比较电压。

图 4.14 运算放大器施密特触发电路

新电阻器 (R 3 ) 的作用是根据比较器或运算放大器的输出状态为电路提供不同的开关阈值。当比较器的输出为高电平时，该电压被反馈到运算放大器或比较器的同相输入端。结果，比较阈值变得更高。当输出切换为低电平时，比较阈值会降低。这为电路提供了所谓的迟滞。

计算施密特触发器电路所需的电阻值很简单。电路将围绕其切换的中心电压由由 R 1和 R 2组成的分压器决定。首先应该选择这个。然后可以计算反馈电阻器R 3。这将提供一个迟滞水平，该迟滞水平等于运算放大器的输出摆幅，由于 R 3以及 R 1和 R 2的并联组合而形成的分压器（衰减）降低了该幅度。R 3的值相对于 R 1 ||R 2越高 滞后或两个阈值水平之间的差异越小。

在电路内施加正反馈这一事实确保有效地获得更高的增益，因此开关速度更快。当输入波形可能很慢时，这尤其有用。然而，可以在施密特触发器电路内应用加速电容器以进一步提高开关速度。通过在正反馈电阻器 R 3两端放置一个电容器，可以在转换期间增加增益，从而使转换速度更快。这个电容器，被称为加速电容器，可能在 10 pF和 100 pF 之间，具体取决于电路。